两例变频器开关电源电路实例
——加论电容C23在电路中的重要作用
先看以下电路实例：
图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路
图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路
图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。
开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。
电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产*，导致了流经TC2主绕组Ic的产*，继而正反馈电压绕组也产*感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产*的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。
5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。
这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。
在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低*产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。
而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。
与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。
电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关键环节电路参数的严重偏离，也会导致电路设计的失败！
电路的优劣，还是不在于电路的形式，不在于采分立元件还是采用集成器件，用3844芯片设计的大量经典电路，在变频器开关电源中也同样大展身手。
此处不再讨论两种电路的优劣，结合电路的振荡工作过程，说明一下电容C23在电路中所起的作用。
1）变频器上电瞬间，由启动电阻R20~R30、R33提供开关管Q2的基极正偏电流，Q2由截止状态进入放大区，产*IC2→开关变压器TC2的主绕组N1流入电流而储能→反馈绕组N2产*上+下-的感应电压信号，经二极管D8输入开关管Q2的基极，使Ib2↑→IC2↑，直至IC2达到饱和。引发振荡状态的第一个转折。
二极管D8正偏导通时，相当于将电容C23短接（二者成并联接法），C23在此时不起作用。
2）Q2饱和期间（IC2不再变化），N2感*正电压降低→Ib2↓→IC2↓→令Q2退出饱和区进入放大区。IC2↓→N2反馈绕组感应电压反向，从图1上看，感应电压的极性变为上负下正，二极管D8反偏截止。假设没有C23，电路的振荡过程将被阻断，C23的作用在此时凸显，使振荡过程能够得以继续。
D8反偏，相当于开路，解除了对C23的短接，N2感应电压，经R32、Q2的be结到电源地，形成C23的充电电流通路，在C23上形成左+右-的充电电压。
从信号耦合的角度来看，C23将N2绕组的负向电压耦合至Q2的基极，对Q2基极的正偏电压进行了衰减，进一步令Ib2↓→IC2↓，强烈正反馈过程，使Q2很快进行截止状态。
再换一个角度看，在中、高频电路，双极型晶体管的be结电容，不容忽视。正向偏压，对结电容实施了上+下-的充电控制，C23所提供的负向电压，有反向强制将Q2的be结电容所储存的“电荷拉出”的作用，能令其快速截止。这是为什么要对开关管施加负向偏压的原因。
Q2截止后，因为C23上负压的存在（C23上的负压有一个放电时间），C23能维持一定时间的截止，直到其负向电压能量因放电小于启动电阻所提供正向电压的能量，Q2由截止状态，又会再度进入放大区。
C23的负电压（对Q2来讲，是负向偏压）的放电回路：C23右端的负电压→R32→N2绕组到地→DC530V供电电源→启动电阻→C23的左端，C23的充电电荷被泄放，Q2负向偏压消失，为重新导通创造了条件。并联在分流管Q1的c、e极的二极管D9，限制Q2的be结反偏压峰值，有保护Q1、Q2的作用。
电路设计中，C23容量的选值和R33的选值，作为RC时间常数影响到振荡周期，需要与开关变压器的相关参数一起，精心核算和核准。
变频器对DC530V电压的采样和检测，是通过对开关变压器二次绕组的电压采来完成的。我在相关博文已道破这一“机密”。在这里顺便再说明一下。
开关管Q2饱合导通时，将TC2的初级绕组接入直流530V电源的两端，此时D11正偏导通，将N3绕组感应所得，与DC530V供电成比例的负向交流电压，整流和后续RC电路滤波后，得到-42V电压采样信号，送MCU主板电路，用于直流电压显示、过、欠压报警与停机保护，控制VVV/F输出等。D11和D12接于同一个次级绕组上，D12在Q2截止期间（TC2释放磁能）正偏导通，D将“大面积低幅度”的正向脉冲整流作为5V供电，而D11却在Q2饱和导通期间，将“小面积而幅度高”的负向脉冲做负向整流后，作为电压检测信号。D12整流电压是稳压的，D11输出电压值，仅反映DC530V电压的高低，并非稳压输出，为什么？朋友们可以自己先想一下，我的《直流电压检测电路的问号》一文中已有讨论，上此不予赘述了。
图3 直流回路电压采样等效电路及波型示意图
为驱动电路供电的六组相互隔离的整流、滤波电路，省略未画，请参见第四章驱动电路的相关内容。
对开关电源故障的检修，要找出其中关键的脉络。主要有两个电路环节：
1、振荡支路——*括起振电路和正反馈信号回路。起振电路：由TC2主绕组、开关管Q2的C、E极构成Q2的IC电流回路，和由启动电阻R26—R33、Q2的发射结构成的（Ib）起振回路；由TC2的正反馈绕组（有时称自供电绕组，本电路中加有两种身份）、R32、D8构成的正反馈回路。起振回路和正反馈回路，二者结合，共同提供了和满足了开关管Q2的振荡条件。
2、稳压支路——U1、PC1、Q1构成了对输出电压的采样电路和电压误差放大电路，以Q1对Q2的IC的分流作用实现对输出电压的调整。
在实际工作中，开关电源电路的两个支路其实共同构成了对Q2的Ib的控制。显然，稳压支路会影响到振荡支路。如Q2的漏电或击穿，将会造成对Q2的Ib分流过大，导致电路停振。电路停振肯定不仅只是振荡电路本身的问题，但检修的步骤，却可以围绕两个支路来展开。
